0. 多路输出电源的基本组成及工作原理
多路输出电源组件共由4组电源组成，每组输出电压分别为-5 V、+5 V、+8 V和+28 V。其中+5 V、+8 V、-8 V、+28 V电源使用同一输入接口，其中+28 V电源由四个相互独立的+28 V电源模块组成，每个+28 V电源模块配置有独立的的输入、输出和使能接口。电源单机组成框图如图1所示[1]。
图1 电源单机组成框图
+5 V、-5 V、+8 V输出功率分别为230 W、30 W、368 W。4路+28 V最大总输出功率为11200 W。所有输出电路相互之间完全独立，所有电源输入与输出之间通过功率变压器实现电气隔离[2]。所有电源模块都配置有独立使能接口，通过OC门指令使其加电和断电。
1. 变换器组件电路设计
为保证多路输出变换器的安全性和信号完整性，电源组件内部7路配电都采用变压器隔离的工作模式，保证前后级供电物理隔离[3]。为保证电路的稳定工作，电源组件内部电源相互独立无任何公用设计电，电源内部任务一路出现故障都不会影响其它几路配电的正常工作。
1.1 -5 V功率变换电路设计
-5 V功率变换电路最大输出电流为6 A，最大输出功率30 W,设计最大功率40 W，考虑到转换的高压输入要求，-5 V功率变换电路采用反激拓扑。
如图2所示，功率变换电路采用反激拓扑。功率变换电路工作频率为300 kHz 。PWM（Pulse Width Modulation）主控芯片采用LM5021，控制回路采用了电压和电流双环控制反馈模式。当输出电容电压低于一定阈值时，限流反馈环起作用，从而对电容进行恒流充电，当电容电压达到稳压值时，电压反馈环起作用，使-5 V控制输出电压稳定在规范要求范围之内。功率变换电路工作频率为300 kHz，整个控制电路位于输入侧，电压反馈信号通过磁反馈变压器传输到原边[4]。由于输出无大电容负载要求，反馈回路的带宽设计值可以适当的提高，以减小由于负载突变引起的输出电压超调。
图2 -5 V功率变换电路原理框图
-5 V功率变换电路设计参数设计：
功率管选择：
（1）
式（1）中
为原边mos关断电压，n=Np/Ns为变压器原副边匝比。
（2）
式（2）中
为副边整流管关断电压。
反激变换器设计在DCM模式，根据公式
（3）
变压器励磁电感Lm=800 uH,确保工作在DCM。其中D:占空比，Io：输出电流，fs:开关频率。选择ER25磁芯，PCB winding结构，原副边匝比Np:Ns=49:3, 磁芯磁通密度Bmax=0.21 T,小于饱和磁密0.47 T[5]。
根据以上参数可计算出原边开关管电流有效值为0.48 A,副边整流二极管电流平均值为8.1 A。
1.2 +5、+8 V功率变换电路设计
+5 V和+8 V功率变换电路的最大输出电流均为46 A。考虑到转换的高压输入要求，+5 V和+8 V功率变换电路仍然采用半桥拓扑及桥式同步整流方式。功率变换电路工作频率为170 kHz，等效开关频率340 kHz 。DPWM主控芯片采用数字型控制芯片UCD3138。其控制方式和功率变换电路如图3所示 。数字型控制芯片UCD3138，以及原边，副边的DPWM(Digital Pulse Width Modulation)驱动芯片的Vcc，由独立辅助电源提供[6]。
图3 +5 V和+8 V功率变换电路拓扑结构
+5 V和+8 V采用数字控制技术，与模拟控制的反馈相比，数字控制的反馈由EADC单元，PID结构的CLA单元，以及数字PWM单元组成。其中EADC单元由一个差分运算放大器，一个误差放大器，一个高速A/D转换器组成，以及一个高精度的参考值，反馈信号经EADC单元后产生一个误差信号，PID形式的CLA单元接收来自EADC单元的误差信号，经一系列运算后完成传统的PID补偿功能，输出一个代表占空比的数字量，最后由DPWM单元形成脉宽信号[7]。
+5、+8 V功率变换电路参数设计如下：
为了简化方案设计并留有足够的裕量，+5、+8 V采用同一套半桥DC-DC电路。
变压器匝比n=Np:Ns=13：1时，副边整流管
（4）
原边mos最大耐压等于输入电压375 V，选择600V开关管。
根据
（5）
duty为原边占空比，fs为开关频率，Ae为变压器磁芯截面积。选择ER25磁芯，Bmax=0.16T。
输出电感Lo=1.2 u, 选择ER20磁芯，根据
（6）
式（6）中Io为输出电流，Nc为输出电感匝数，Ae_L为电感磁芯截面积， △Io为输出电感电流纹波，通过计算原边开关管电流为4.5 A, 副边开关管电流为39.7 A。
1.3 +28V/100A功率变换电路设计
如图4所示，+28 V输出电路为两级功率电路组成，其中前级为输出电压为48 V的半桥型DC/DC变换电路，后级为Buck电路将前级48 V输入电压转换为变换器需要的28 V电压。其工作原理是利用前级48 V变换电路和其储能电容为变换器瞬时100 A的功率需求提供足够的能量支撑[8]，后级利用BUCK电路快速响应的特性为变换器提供快速动态响应的脉冲电流的同时保证变换器两端的电压值变化量小于1 V。
前级48 V功率变换电路采用半桥拓扑，桥式同步整流，功率变换电路工作频率为170kHz。后级BUCK电路采用BUCK同步整流，功率变换电路工作频率为300 kHz，从而保证输出电路的快速动态响应。PWM主控芯片采用数字型控制芯片UCD3138。基本控制方式与+8V/46A和+5V/46A功率变换电路相类似。数字型控制芯片UCD3138，以及原边，副边的PWM驱动芯片的Vcc，由独立辅助电源提供。辅助电源采用的是反激拓扑。
图4 28 V功率变换电路原理框图
Buck电路参数设计：
根据电感纹波电流公式
（7）
Vo为输出电压，D为占空比，fs为开关频率，Lo为输出电感。选择△IL=50 A时，Lo=0.7uH, 由
（8）
可得Bmax=0.3 T。Buck输入电压为48 V，开关管及同步整流管关断电压为48 V，电流有效值分别计算为86.3 A, 51.5 A。
1.4 辅助电源电路
多路输出变换器组件内部所有电源模块的辅助电源均采用的反激式电源拓扑结构。反激式电源有电路简化，输入、输出电压调整能力宽、交错电压调整率好等优点。如图5所示，辅助电源变换电路。
图5 辅助电源变换电路原理框图
反激辅助电源变换电路采用峰值电流型控制，电路工作状态为DCM工作模式。从而保证了反激辅助电路变压器的小型化设计。
2 动态负载及稳定性分析
多路输出变换器组件的输出+28 V、+5 V和+8 V负载为动态脉冲负载，为了保证此脉冲负载条件下电源可以稳定工作。+28 V、+5 V和+8 V电源模块内部都设置有限流功能，防止在动态负载跳变过程中大峰值电流对+28 V、+5 V和+8 V内部器件产生过电流应力冲击。根据模拟实际负载要求，并利用类似电路进行动态负载的实测试验。实测波形及结果如图6、7、8所示。
图6 +28V脉动负载实测波形
图7 +8V脉动负载实测波形
图 8 +5V脉动负载实测波形
从图6、7、8所示在动态负载条件下输出电压下凹和上冲幅度小于1 V。经过后期优化在脉冲负载条件下输出电压的上冲和下凹幅度范围可以进一步缩小。
3 结论
本文设计的多路输出变换器采用了平面变压器技术、数字同步整流技术，各输出端之
相互隔离，变换器的输出功率和控制灵活度得到有效提高，同时体积得到减小。实验结果表明，该设计方法切实可行。
参考文献
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[2] 胡栋栋.高频高功率密度GaN多路输出变换器[D].2018.
[3] 张保平,王卫国,王少宁. 一种新型多路电源在空间电推进系统的应用[J].电力电子技术,2018.
[4] 汪志成.反激式开关电源分析与Pspice建模仿真[D].2018.
[5] Wang C M , Su C H , Yang C H . ZVS-PWM flyback converter with a simple auxiliary circuit[J]. Electric Power Applications, IEE Proceedings -, 2006, 153(1):116-0.
[6] 徐祯祥,徐秀华,王令岩.基于UCD3138的数字电源研究与设计[J].国外电子测量技术, 2018:56-59.
[7] 邵静宜.同步整流Buck变换器的损耗分析[J].信息技术,2017(3):133-136.
[8] 郑祥杰.高功率密度数控DC/DC模块电源的研究[D].2018:22-24.
