随着我国航空事业的快速发展，歼击机、无人机、运输机等航空器不断更新换代，机载计算机、雷达、无线电台等越来越多的机载电子设备投入运用，使得飞机的性能得到较大丰富和改善。电源作为机载电子设备工作的动力“源泉”，在很大程度上决定着整机设备的可靠性。目前飞机上低压直流供电系统多为28V供电，机载电子设备包含了各种各样的功能模块，需要使用DC-DC变换器将28V直流电压转换成各种数值大小的直流电压后才能工作。由于实际的飞机供电同时受到发动机工作状态、配电系统和用电设备的影响，飞机供电存在过压浪涌、欠压浪涌、瞬时供电中断和电压尖峰等情况。为了确保在实际供电环境下军用机载设备能够安全运行，我国相继颁布了GJB181-1986《飞机供电特性及对用电设备的要求》和GJB181A-2003《飞机供电特性》，对飞机供电特性和用电设备进行强制规定。
然而，开关电源的功率开关器件在高频下的导通、关断过程中不可避免地产生频率丰富的电磁干扰，且随着开关频率不断提高和功率密度增大，电磁干扰日益严重，对供电电源及周围敏感用电设备的正常工作造成严重的影响。为实现电磁兼容，给机载电子设备供电的二次电源必须满足GJB151A-2013《军用设备和分系统电磁发射和敏感度要求》规定的相关电磁兼容试验要求。
一、开关电源损耗分析
（一）MOS管损耗
功率MOS管的损耗主要由开关损耗、导通损耗、驱动损耗和输出电容损耗构成。如下图1所示是MOS管的参数模型，由于G、D、S相互之间存在SiO2介质，因此形成了寄生栅源电容Cgs，栅漏电容Cgd和漏源电容Cds，同时键合丝引出线、封装还会形成寄生电感Ld和Ls。由模型定义Ciss为输入电容，且有Ciss=Cgs+Cgd；定义Coss为输出电容，且有Coss=Cds+Cgd；定义Crss为反向传输电容，且有Crss=Cgd，这些极间电容不是一个常量，而是漏源电压Vds的函数。
图1 MOS的参数模型
（二）变压器损耗
变压器的损耗主要包含磁芯损耗、绕组损耗和漏感导致的损耗。
1.磁芯损耗
磁芯损耗由磁滞损耗、涡流损耗和剩余损耗构成。磁滞损耗是由于磁芯材料在磁化过程中部分磁畴沿磁场方向刚性转动和磁壁摩擦造成的，其值正比于B-H曲线所包围的面积，同时和工作频率成正比。
涡流损耗则是由于磁芯材料具有一定的电阻率，磁芯相当于单匝次级绕组，在磁化过程中产生感应电动势并形成涡流使磁芯发热，涡流损耗与工作频率成正比，和电阻率成反比。
2.绕组损耗
在高频工作状态下，当导体中流经交变电流时会激发一个同心磁场，并在导线内部和外部产生磁动势并形成涡流，涡流的方向在导线表面与电流方向相同，但在导线内部却与电流方向相反，因此导线中的高频电流将会向沿着导线表面流动，这种现象叫做趋肤效应。由于电流密度从导线表面到中心按指数规律下降，使得导线有效截面积减少，交流电阻值增大，且频率越高损耗越大。
3.漏感引起的损耗
由于磁芯的磁导率不可能无穷大，存在一定的漏磁通，即形成了漏感，漏感不参与变压器能量传输。如下图2所示，单端反激变压器为防止磁芯饱和开有气隙，这进一步加大了漏感，当MOS管导通时漏感存储能量；当MOS管关断时，由于漏感需释放能量，将与MOS管寄生电容Coss发生谐振形成电压尖峰，增大了MOS管的电压应力和损耗，同时高频谐振加剧了电磁干扰。
图2漏感增大损耗和电磁干扰
二、单元电路设计
（一）Buck统一供电电路设计
如下图3所示，采用Linear公司生产的Buck扑控制器LTC3824，该控制器为电流模式PWM控制，可实现100%占空比，具备软起动、电流限制、外同步和“PulseSkipMode”功能。
图3 Buck统一供电电路设计
Buck电路为开关电源的基本拓扑，主要由MOS管、二极管、电感、电容和控制器构成，输出电压Vout=VinDy。按照DC-DC控制芯片UCC2803的供电需求，设计统一供电电路的Vout=10V。LTC3824内部基准电压Vref=0.8V，通过电阻RF1和RF2设定Vout。将电路的SS脚拉低至地可以关断输出，继而控制所有DC-DC关断，简化了控制电路设计。
如下图4所示，采用Linear公司发布的LTspice仿真软件进行仿真，从图中可以看出轻载时驱动信号间隔输出，跳频驱动会使得输出电压纹波稍微增大，但由于芯片供电电压能够承受一定的范围，因此不会影响芯片正常工作，通过跳频模式大大降低了电路开关损耗。
图4跳频驱动输出
（二）保护及监测电路设计
一般利用二极管的单向导通特性即可实现反接保护，但二极管存在正向导通压降会引起较大的导通损耗。如图5所示，本文采用NMOS实现反接保护设计。当电源极性正常连接时，MOS管寄生的体二极管先正向导通，然后栅极G电压大于源极S电压，MOS导通，为保护MOS管在G-S之间设置稳压管D1将VGS电压箝位。由于MOS管通态压降要远小于体二极管压降，因此大大降低损耗。
当输入反接时，NMOS的寄生二极管反向截止，VGS为零MOS管不导通，从而实现输入反接保护。
图5防反接保护电路
以+5V输出为例，采用OrcadPspice软件对图5的电路进行仿真，如下图6所示，从仿真结果看输出高于6V时Vss翻转为低电平，关断芯片统一供电并维持锁死状态，实现了输出过压保护功能。
图6输出过压锁死保护功能仿真图
（三）50ms断电维持电路设计
设计采用稳压管D1、晶体管Q1和Q2实现开启电压Vth=20V的设置，当Vin＞Vth时开启由稳压管D2和晶体管Q3构成的串联稳压电路向PWM控制器供电。控制器仍选用Ti公司的UCC2803，通过电阻R11对初级电流IP进行采样并经R10和C7滤波后得到电流检测信号Vcs；根据储能电容耐压及降额要求，通过电阻R12和R13设置输出电压Vch=40V，并得到反馈信号VFB。
图7充电电路设计
对于电池、超级电容的充电，一般采用先恒流再恒压输出的控制方式，充电电流可以进行精确控制，但这种电路结构相对复杂，不利于小型化设计。在本设计中，利用UCC2803依靠Vcs和Vcomp比较调整占空比的特点，对芯片外围电路参数进行设计，人为给Vcs提供一个很大的直流偏置，使得Vcs接近Vcomp所需的时间降低，即限制占空比，降低充电浪涌电流。图7中Vref通过电阻R9和R10分压给Vcs提供的直流电平Vcs-dc如下式（1）所示。
（1）
取R9=1.8kΩ，R10=560Ω，R11=100mΩ，计算得到Vcs-dc=0.88V。由于Vcomp被内部嵌位到1V，因此Vcs最大也只能到1V，计算初次峰值电流IP如下式（2）所示。
（2）
计算Ip=1.2A，根据图7中变压器T1的初次级匝数比n=0.4，则次级峰值电流Is=nIp=0.48A，即次级充电浪涌电流最大为0.61A。设定T1的初级电感量Lp=10.24µH，开关频率fs=300kHz，工作于断续模式，则根据电感电流公式得到最大占空比Dymax如下式（3）所示。
（3）
计算得到Dymax=18.43%，由于Is受到限制，Vch到达设定值所需的时间延长，这意味着VFB在很长时间内远低于芯片基准电压，此时Vcomp将保持最大值输出并被嵌位到1V，这将导致驱动信号按所限定的Dymax输出。为进一步降低上电时的浪涌电流，采取了如图7所示由D3、R6、C2和Q4构成的“软启动”设计，电路上电后，由于C2两端电压很低，Vcomp被晶体管Q4拉低，随着Vref对C2充电，Vcomp电压缓慢上升，从而实现了占空比从零逐渐增大的“软启动”控制。充电完成后电路处于空载状态，Vcs幅值较小容易受到干扰，为简化设计通过C5将时钟振荡信号耦合至CS端进行斜坡补偿，稳定电路正常工作。
结语
本文基于实际电源研发项目，全文紧扣机载电源需满足 GJB181A 飞机供电特性和 GJB151A 电磁兼容的要求，首先全面分析了影响产品指标的各种因素并提出电路整体方案，其次采用分析计算、软件仿真和对比试验验证的方法对各组成单元电路进行详细的设计，最后结合可靠性设计研发出产品样机并经过调试和整改，最终实现了小体积、高效率、宽输入电压、低纹波、50ms 掉电维持、各种保护功能和满足电磁兼容的多路输出 DC-DC 开关电源的研制。
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