0 引言
近年来随着电池技术的不断发展，越来越多的场合开始使用锂离子电池提供动力，其中一个重要的典型应用场合就是家用电动汽车了；家用电动汽车充电设备成为当前一项重要的基础设施建设。除了家用电动汽车，锂离子动力电池也大量应用在大巴车、城市公交车、电动叉车、游览车、清洁车、特种车辆等等场合，但是这些车辆相应的电池电压处在完全不同的电压等级上。针对这些越来越广泛的充电需求，急需能够满足这种多电压等级的充电设备。移相全桥软开关电路作为一种被广泛应用的电路拓扑，因其能量转换效率高、输出范围广等特点，近年来被越来越广泛地应用。而在设计移相全桥软开关电路过程中，需要解决主要元器件主变压器设计、副边整流二极管电压尖峰高、轻载效率低、充电环路设计等问题。
本文通过详细分析移相全桥软开关电路的工作过程，绘出了关键点的波形，解释了出现相关问题的原因。并在实验室设计完成了一个6KW的实验样机，以解决相关的设计难点，便于更好地应用在实际充电设备中。
1 电路工作原理
图1为移相全桥软开关的基本电路结构图，其中Vin为输入电压，Vo为输出电压，Q1~Q4为主功率半导体开关器件，D1~D4为主功率开关器件的寄生二极管，C1~C4为主功率开关器件的并联寄生电容，Dr1、Dr2为输出整流二极管，Lr为谐振电感，Lf为输出电感，Co为输出电解电容，T为主功率变压器，Ro为输出负载。
分析前需要假设：①所有的功率开关器件、变压器副边整流二极管均为理想器件；②功率开关管存在寄生电容C1~C4不可忽略，同时定义功率开关管Q1、Q3构成超前臂，功率开关管Q2、Q4构成滞后臂；③输出电感Lf的电感值远大于谐振电感值Lr与的比值，其中K为主变压器的原副边匝数比；④主变压器的寄生漏感、寄生电容忽略不计；⑤所有的电感均为理想器件；⑥变换器已经处于稳定工作状态。
图1 移相全桥软开关电路结构图
图2是移相全桥电路关键点波形图，其中G1~G4分别对应这开关管Q1~Q4的驱动脉冲，Ip为主变压器原边电流波形。
在t0时刻，开关管Q1、Q4同时导通，输入电压相当于直接加在主变压器T和谐振电感Lr的两端，主变压器的原边电流Ip成线性增大状态（开关频率远大于输入电压波动频率，此时认为一个开关周期内输入电压不变）。在t1时刻原边电流Ip增加到最大值。在t0~t1这段时间内由于加在变压器原边和谐振电感之间的电压Uab为正电压，副边绕组上半段也感应出正向电压，从而使整流二极管Dr1导通，整流二极管Dr1的电流也线性增大。此阶段变换器不断地由输入端向输出端输送能量。
在t1时刻，驱动开关管Q1的脉冲关闭变为低电平，开关管Q1关闭，输入端Vin无法通过Q1向输出端输送能量。因为电感电流不能突变，变压器原边电流仍然按照原来方向继续流动，此时迅速地给超前臂并联电容C1、C3充放电，并与等效电感Lr+Lf串联谐振。此时超前臂的中点电压UA快速降低，最终谐振到促使寄生二极管D3导通，以为开关管Q3零电压开通作准备，即实现软开关功能。等效电感Lr+Lf的电感量很大，有足够的能量对并联电容C1、C3进行充放电，相应的超前臂开关管比较容易实现软开关。开关管Q1关断后，原边电流Ip虽然方向不变，但是失去供电通路，开始逐渐减小。
在t2时刻，开关管Q3导通，在此之前等效电感Lr+Lf与C1、C3谐振，促使Uc3电压已经降到-0.7V，二极管D3导通，开关管Q3实现零电压导通。t1~t2这段时间即为超前臂的死区时间。
在t3时刻，驱动开关管Q4的脉冲关闭变为低电平，开关管Q4关闭，主变压器原边电流Ip失去滞后臂通路，Ip减小的幅度更甚。电容C4迅速充电同时电容C2中的电荷被迅速抽走，滞后桥臂中点电压Ub升高为正，这样加在变压器原边和谐振电感的电压Uab变成负电压，主变压器副边的下半段绕组感应电压为上负下正，导致副边整流二极管Dr2正向导通。此时主变压器原边电流Ip仍维持原来方向，副边整流二极管Dr1也处于正向导通阶段，副边绕组被两个整流二极管钳位在低电平，可近似认为被短路，也就是说副边存在占空比丢失现象。副边输出电感Lf无法反射到原边，这样参与原边谐振的电感只有谐振电感Lr，参与谐振的电感量大幅降低。t3时刻后当滞后桥臂中点电压Ub谐振到比Vin电压高0.7V，开关管Q2的寄生二极管D2导通，为开关管Q2的零电压开通作准备。
在t4时刻，开关管Q2导通，在此之前二极管D2已经导通，同时主变压器原边电流Ip仍然维持原来的方向流动，只不过正在急剧减小，开关管Q2实现零电压开通。t3~t4即为滞后桥臂的死区时间。
在t5时刻，主变压器原边电流Ip降为零，并开始反向增大。上半周期的主要波形分析结束，下半周期的主要工作过程也是类似的，在此不再赘述。
图2 移相全桥电路关键点波形图
从上述分析可知，在滞后桥臂上下开关管切换的过程中，电流急剧减小，同时参与谐振的电感量也大幅度减小，更不容易对滞后桥臂的并联电容C2、C4进行充放电。这会导致在轻载情况下滞后桥臂不容易实现软开关。滞后桥臂的死区时间t3~t4不能设置的过长，如果在t5时刻开关管Q2还没有实现导通，那么原边电流Ip开始换向，会重新对C2、C4进行充放电，就更难实现零电压开通了。在不改变电路结构的情况下，可以适当增加谐振电感量，延长原边电流Ip的换向时间，同时可使轻载的情况下滞后桥臂更容易实现软开关；但是由此也会带来副边占空比丢失更加严重、重载效率降低等问题，所以需要综合考虑谐振电感量。
2 主变压器参考设计
下面以一个输出功率为6kW的充电机为例，给出主变压器的主要参数的参考设计。
以上计算给出了移相全桥电路主变压器关键的变压器磁性选型以及绕组匝数参数。
3 钳位二极管吸收
从上述的原理分析中，可知在t1时刻，由于整流二极管存在寄生电容以及其本身具有的反向恢复特性，副边整流二极管关断时存在电压尖峰及振荡。通常的做法是在整流二极管的两端添加RC吸收，来减小电压尖峰；但是这种做法尤其是在大功率应用场合，需要大功率的电阻来吸收电压尖峰的能量，不但效果差而且可靠性难保证。
为了克服RC吸收效果差的缺点，在变压器原边加上两个钳位二极管，如图3所示，两个钳位二极管从主变压器T和谐振电感Lr中间分别钳位到直流母线的正负极上，在副边整流二极管产生尖峰时反射到原边，最后将能量回馈给输入电压Vin，提高了整机效率。图3是一种变压器滞后型钳位方式，这种连接方式使得钳位二极管在一个开关周期内，电流只通过一次，降低了通过其电流有效值。通常情况下钳位二极管不消耗特别多的能量，但是必须具有耐全额原边尖峰电流的能力，同时必须选择超快恢复的二极管作为钳位二极管；钳位二极管的耐压也必须能承受输入母线最高电压同时留有一定的裕量。
图3 增加钳位二极管的移相全桥电路结构图
4 移相模式转PWM模式
移相全桥软开关在轻载或者空载时，输出脉动大，同时开关管很难实现软开关，一次侧有比较大的环流这样会导致系统损耗高。为了缓解这些问题，在轻载或空载输出时将全桥电路由移相模式转换成PWM（脉宽调制）模式，图4为移相模式转PWM模式的原理示意图。
图4 移相模式转PWM模式原理示意图
其中PWM1A、PWM1B为超前桥臂的原始驱动脉冲，PWM2A、PWM2B为滞后桥臂的原始驱动脉冲，转换电路加入了四个与门和四个或门，最终形成驱动脉冲G1~G4分别驱动功率开关管。其中阶跃信号用来切换两种模式，当阶跃信号为高电平时，全桥电路工作在移相模式；当阶跃信号为低电平时，全桥电路工作在PWM模式。
图5 模式转换电路的逻辑分析图
图5为模式转换电路的逻辑分析图，图中在阶跃信号为高电平时，逻辑或门的输出全部为高电平，此时所有逻辑与门的输入一路为PWM信号，另一路输入为高电平，那么最终的输出驱动G1~G4和PWM信号也是一致的，此时全桥电路依然工作在移相模式。当阶跃信号为低电平时，逻辑或门的输出即为PWM信号输出，再通过不同PWM信号之间进行与操作，从而得到工作在PWM模式下的驱动信号G1~G4。从图5可以看出，此时驱动信号G1、G4是相同的，驱动信号G2、G3是相同的，即桥臂的对管驱动信号是相同的，此时全桥电路工作在PWM模式。在实际中阶跃控制信号可通过比较器来实现，在小电流或者低电压时，比较器输出低电平，正常负载情况下比较器输出高电平。
5 充电控制环路设计
电池类负载不同于常规的负载类型，在电池电压比较低时，可以用恒定电流对电池进行充电；而当电池电压上升到一定值时，需要将电池电压恒定在某个值上，此时充电电流越来越小。故而对电池充电需要设计恒流环和恒压环，且这两个环需要自动切换。
图6 充电控制环路图
图6为充电控制环路图，I*、V*分别为电流采样和电压采样信号，Iref、Vref分别为电流给定和电压给定信号，电容C1、电阻R1、运算放大器OP1构成恒压控制环，电容C2、电阻R2、运算放大器OP2构成恒流控制环，电阻R3、R4为分压电阻，分压电阻中间串联二极管D1，控制信号CON输出控制移相角。当充电机工作在恒流模式时，此时输出电压值还没有达到给定值，运放OP1始终输出高电平，此时只有恒流环参与控制CON。当达到电池电压达到给定电压值时，此时充电电流开始减小，运放OP2始终输出高电平，二极管D1截止，此时只有恒压环参与控制CON。至此完成恒压环和恒流环自然切换。
6 实验结果及结论
为了验证移相全桥软开关电路在大功率充电器上的应用，设计了一台6KW原理样机。主要实验数据：输入电压VIn=500V，输入功率6232W，输出电压Vo=58.4V，输出电流Io=100A，实际效率=58.4×100÷6232≈93.7%，满足了高效率要求。
器件选型上主功率MOS管为WMJ25N80M3，并采用双管并联方式；输出整流二极管为VS-60EPU04-N3，原边钳位二极管为UGA8120，输出电感值为8uH，谐振电感值为12uH，输出电解电容值为4000uF。主控制芯片采用TI公司的UCC28950。图7和图8分别为满载和轻载波形，其中通道1为变压器原边电流波形，通道2为超前滞后桥臂中点电压波形。从图7中可以看出满载时全桥电路工作在移相模式，从图8中可以看出轻载时全桥电路工作在PWM模式。
图9为副边整流二极管的电压波形，通过原边的钳位二极管，波形只是有轻微的尖峰和振荡，满足实验要求。
图7 满载波形
图9 副边整流二极管电压波形
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简介：夏志超，1987.04，男，汉族，安徽省芜湖人，中国矿业大学，硕士研究生学历，电力电子与电力传动专业，从事工业充电机设计研发十年。
